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采用混合控制器的單相兩級交錯PFC分析

發布日期:2020-06-14   來源:《變頻器世界》20-01期   作者:江劍峰1,陳圣澤1,常中科2,侯孝涵2,楊喜軍2   瀏覽次數:1215
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【摘   要】:為了提高功率等級和改善系統效率,降低磁件尺寸和縮小成本,便于電解電容選型和簡化設計流程,意法半導體(ST)公司推出了單相兩級和三級交錯有源功率因數校正(APFC)用模擬和數字混合控制器以及相應的設計軟件eDesignSuite。本文主要介紹單相兩級交錯APFC混合控制器STNRGPF12的工作原理和兩級交錯APFC設計方法,其中包括數字軟上電原理和eDesignSuite使用情況,并給出了軟上電部分仿真分析和文獻中測試結果。

 

關鍵詞:功率因數校正;多級交錯;混合控制器;STNRGPF12;設計軟件

 


1  引言

為改善輸入功率因數,減小輸入電流的諧波含量,有源功率因數校正(APFC)技術廣泛應用于各類電子設備中,以滿足IEC61000-3-2[1]、IEC6100 -3-12[2]等標準對諧波電流的限制。為提高功率等級和系統效率,降低磁件尺寸和縮小成本,便于電解電容選型和簡化設計流程,多采用有多級交錯有源PFC。相比單級APFC,兩級交錯APFC磁芯體積減少30%,三級交錯APFC磁芯體積減少45%。由于等效斬波頻率加倍,EMI濾波器尺寸減少。輸入電容電流有效值減少,可以采用較高ESR的電容。傳輸功率在多通道內完成,功率開關熱管理得到改善。

多級交錯有源PFC可以采用數字控制器,也可以采用模擬控制器,后者包括TI公司兩級UCC28070、Fairchild公司兩級FAN9672和三級FAN9673、Renesas公司兩級和四級R2A20112R2A20114/104等。ST公司推出模擬和數字混合控制器,包括兩級控制器STNRGPF02STNRGPF12[3,4,5,6],并推出三級控制器STNRGPF03。STNRGPF12支持單向晶閘管數字電氣軟上電,具有無振動而斷開、使用命長和可靠性高等優點。STNRGPF02和 STNRGPF01[7]支持傳統繼電器機械軟上電,上電電路簡單和使用器件數量少。為了加快和方便設計,ST公司提供了在線設計軟件eDesignSuite[8],用戶只需按照步驟給出設計規范,eDesignSuite就會給出建議的電路原理圖和元器件清單,并生成二進制代碼,可以通過UART串行線下載到混合控制器的存儲器中。

本文以STNRGPF12為例,首先分析單向晶閘管與二極管構成混合整流橋后接電解電容的軟上電原理,并介紹如何采用eDesignSuite設計基于STNRGPF12的兩級交錯APFC。

2  上電突波電流限制原理

由二極管、二極管和單向晶閘管構成的整流橋,后接電解電容作為濾波穩壓元件,在交流電源上電時需要考慮軟上電措施,否則會引起高峰值的突波電流,造成多種危害,為此需要設計軟上電措施。實際中可采用的軟上電措施有多種。依據器件是否最終切除,主要包括兩大類:

   1)電阻限流法,在直流正極或交流火線上使用阻性元件(功率電阻和熱敏電阻),與電解電容構成串聯支路,充電完成后采用機械開關(繼電器)或功率開關(IGBT、功率MOSFET或單向晶閘管)短接或旁路阻性元件。當采用機械開關時,正常運行時,沒有額外功耗;

    現有軟上電方案均存在一個問題,尤其對于三相二極管整流電路,沒有考慮所有上電電阻在上電過程中的總損耗,因而也沒有制定相應的上電電路和上電方案。由于電路的嚴重非線性問題,上電過程中上電電阻的總損耗的計算非常困難,因而也就沒有上電過程中上電電阻總損耗最小的軟上電方案。

    經過細致反復的計算機輔助分析,發現在濾波或儲能電解電容充電充滿過程中,不同的技術方案中上電電阻總損耗不一樣,因此可以充分利用該發現,涉及合理的上電方案,以便降低上電損耗,實現節能減排目的。

    具體地,(1)直流電源供電時,上電電阻總損耗相對電解電容儲能的比例最高,100%;2)三相二極管整流電路中,上電電阻置于直流正極,上電電阻總損耗相對電解電容儲能的比例最低,大約為92.62~92.63%;3)三相二極管整流電路中,三只上電電阻分別置于三相交流線路,上電電阻總損耗相對電解電容儲能的比例最低,大約為89.4%;4)三相二極管整流電路中,兩只上電電阻分別置于任意兩相交流線路,上電電阻總損耗相對電解電容儲能的比例最低,大約85.1%;(5)單相二極管整流電路中,不論上電電阻處于交流側,還是直流側,上電電阻總損耗相對電解電容儲能的比例最低,電容取值較小時大約79.47%(網壓峰值時上電)和0.7826%(網壓過零時上電),電容取值較大時,該比例大約79.1%,與上電初始時間基本沒有關系。因此非常有必要采取選擇單相網壓過零時上電措施,實現上電節能降耗。

    對于單相二極管整流電路,限流電阻可以置于交流火線、直流正極、電解電容負極、一個或兩個整流橋臂,也可以采用分級上電,具體方案較多。

    從節能的角度,單相整流電路軟上電方案非常適合三相整流電路軟上電,可以采用的具體電路如圖1、2、3、4、5所示。

1  三相整流電路軟上電方案1

    1中,上電合閘后,只有線電壓uac進行單相整流,上電結束后,兩只繼電器動作,短接a相限流電阻和b相斷線。

2 三相整流電路軟上電方案2

    2中,上電合閘后,c相處于斷相,只有線電壓uab進行單相整流,上電結束后,觸發三只晶閘管導通,短接限流電阻,并接通c相。

 

3 三相整流電路軟上電方案3

    3中,上電合閘后,通過單相整流橋(D7~D10)和限流電阻上電,只有線電壓uab進行單相整流,上電結束后,驅動繼電器動作,短接直流負極,單相整流橋(D7~D10)和限流電阻保持不變。

4 三相整流電路軟上電方案4

    4中,上電合閘后,通過第一單相整流橋(D1~D4)和第二單相整流橋(D5~D8)和限流電阻上電,只有線電壓uab進行單相整流,上電結束后,驅動兩只繼電器動作,短接限流電阻和接通第三單相整流橋(D9~D12)的正極。

5  三相整流電路軟上電方案5

    5中,上電合閘后,控制電路檢測線電壓uab,并通過比較電路和光電耦合器檢測到線電壓uab過零信息,并在過零時驅動晶閘管TH1導通,開始軟上電過程,當軟上電結束時,控制電路發出驅動信號驅動繼電器動作,短接上電電阻和晶閘管構成的支路。這是一種最節能的上電方案。

   2)電感限流法,單相整流電路高端(或低端)開關采用單向晶閘管、低端(或高端)采用普通功率二極管,構成混合整流電路。交流側采用低值電感,或利用EMI濾波器中差模電感或利用功率因數校正電感,交流電源上電時,單向晶閘管控制角按照一定的規律由大(接近180°)變小至90°,充電電流電流斷續但峰值受控。上電結束后控制角設置為0°,單向晶閘管作為二極管使用,單向晶閘管導通壓降一般低于二極管導通壓降,運行中功耗低,但是需要兩組單向晶閘管驅動電路。

STNRGPF12支持電感限流法,如圖6所示,圖中單相二極管整流橋高端采用單向晶閘管,網側采用低感值限流電感,低值電感可以取值網側EMI濾波器的差模電感,或將電感置于直流側正極,即采用單相APFC的升壓電感,如圖7和圖8所示。

6 STNRGPF12交流側電感限流的單相混合整流電路

7 STNRGPF12直流側電感限流的單相混合整流電路

8 STNRGPF12直流側電感限流的單相二極管整流電路

以圖6為例,上電時可使得單向晶閘管控制角以較低斜率線性或非線性下降至略低于90°,此時充電過程基本結束,隨后可以將單向晶閘管控制角設置為0°?刂平亲兓^程大致可以劃分為四個階段,如圖9所示,圖中控制角

9 上電過程中網側電流和電解電容電壓變化波形

STNRGPF12具有零電壓檢測電路,實時檢測網壓過零,在芯片內部完成數字鎖相環(PLL),以此作為確定不同電源正負周期中兩只單向晶閘管控制角依據。

上電開始階段:兩只單向晶閘管控制角接近180°,網側窄電流脈沖起始于驅動脈沖初始時刻,結束于隨后的網壓過零之后,電流脈沖較低;

上電進行階段:控制角小于180°時,網側窄電流脈沖起始于驅動脈沖初始時刻,結束于隨后的網壓過零之前,電流脈沖較高;

上電基本結束階段:控制角接近90°時,網側窄電流脈沖起始于驅動脈沖初始時刻,結束于隨后的網壓過零之后,電流脈沖較低;

上電結束階段:控制角小于90°時,網側窄電流脈沖起始于網壓峰值附近,電流脈沖非常低,此時可以將控制角置為0°。

380V交流電壓供電且電解電容取值為4*330mF、濾波電感為1mH時,上電過程中網側電流和電解電容電壓變化波形如圖10所示,可見電容電壓緩慢上升至網壓峰值,網側電流呈現窄脈沖形狀且幅值控制在10A以內。

10 上電過程中網側電流和電解電容電壓波形

仿真分析表明,當采用電阻元件軟上電時,在容值不變情況下,電阻元件總耗能基本不變。但是當采用STNRGPF12的數字上電方案時,網側需要使用低值限流電感,否則無法抑制電流峰值,限流電感總功耗遠遠低于電阻限流法時電阻總耗能,而且同樣電壓和電流等級的單向晶閘管的管壓降低于二極管的管壓降大約0.2V,因此在上電結束以后正常運行期間,除了單向晶閘管需要的驅動功率外,再考慮到繼電器工作時的損耗,可以認為電感限流軟上電是一種節能型軟上電。對于圖6和圖7,上電過程中可以只采用使任意一只單向晶閘管工作。

單相整流電路的電感限流法可以推廣到三相整流電路,如圖11和圖12所示。圖11的基本工作原理是:按照單相整流電路軟上電基本方法,調節單向晶閘管TH1和TH2的控制角,采用線電壓進行上電,上電完成時,設置三只單向晶閘管控制角均為零。圖12的基本工作原理是:按照單相整流電路軟上電基本方法,調節雙向晶閘管TB1的控制角,采用線電壓進行上電,上電完成時,設置兩只雙向晶閘管TB1和TB2控制角均為零。

11  直流側電感限流的三相混合整流電路

12直流側電感限流的三相二極管整流電路

3  STNRGPF12交錯APFC實現

  STNRGPF12為兩級交錯APFC專業控制器,工作在連續電流采樣(CCM平均電流模式(ACM以及固定開關頻率,采用混合控制,電流內環采取模擬控制,電壓外環以及其它功能采取數字控制,可以實現數字突波電流控制;STNRGPF12兩級數字交錯APFC結構如圖13所示,圖中,電流內環采用硬件補償器和確保逐周期調節,電壓外環采用數字控制器且對響應時間要求不苛刻。每個通道開關頻率可達150kHz,因而使用電感取值較低。工作在連續導電模式(CCM)和平均電流模式(ACM),開關頻率固定。

 

13 基于STNRGPF12的兩級交錯APFC簡圖

該控制器可以采用專業軟件工具(eDesignSuite)進行配置,生成最終完整原理圖,包括元件清單和二進制目標代碼(FW),采用UART串行接口可以直接下載到該控制器存儲器中。STNRGPF12具有較寬的應用范圍,包括焊機、空調、電機、UPS、充電器和其它較大功率系統。STNRGPF12外觀與引腳配置如圖14所示,采樣TSSOP-38封裝類型。

 

14 STNRGPF12外觀與引腳配置

4  STNRGPF12交錯APFC的設計與實現

4.1 交錯APFC的設計

采用ST公司提供的eDesignSuite可以定制出符合設計SPEC的電路原理圖和元器件清單。

主要設計參數如下:

1)輸入側:電源電壓185~265V,47~53Hz,額定電壓220V;

2)輸出側:標稱輸出端電壓400V,輸出功率2.0kW,紋波電壓峰值20Vpp,保持時間20ms,輸出上限電壓448V,輸出下限電壓300V;

3)其它參數:兩通道,升壓電感273mH,開關頻率60kHz,電感電流紋波系數70%,期望網側功率因數0.99,期望平均效率0.98。

eDesignSuite提供的電路原理如圖15所示,器件選型和參數選擇可以采取定制設計和自動設計。經過計算,給出功率電路各元件推薦型號,計算出輸入電流檢測電路、輸出電流檢測電路、開關電流檢測、過流檢測、三角波發生器、MOSFET驅動器、Salley-Key濾波器、電流內環單零單極調節器等重要模擬電路的推薦參數,其中電壓外環幅頻特性如圖16所示,電流內環幅頻特性如圖17所示,主要發熱元件損耗計算結果如圖18所示。


15 eDesignSuite生成功率電路與控制電路


從圖16和17中可見,控制器設計合理,穩定裕量充足。從圖8中可見,總損耗為36.37W,效率可達98.21%,整流橋發熱占比過大(44.59%),其次為反向快速恢復二極管(27.46%)、功率MOSFET(13.60%)、EMI濾波器(7.07%)、輸出電流檢測(2.89%)、輸入電流檢測(2.39%)和開關電流檢測(1.00%),雜散損耗占1.01%。

 

16 電壓外環幅頻特性

 

17 電流內環幅頻特性

 

18 主要發熱元件損耗計算結果

4.2  交錯APFC的實現

根據eDesignSuite提供的電路原理圖和元器件清單,繪制交錯APFC的電路原理圖,繪制、加工和焊接PCB,得到實驗樣機,其中功率電路和檢測電路原理如圖19所示,控制電路原理如圖20所示,實驗樣機如圖21所示。采用UART串行總線,將生成的二進制代碼下載到STNRGPF12存儲器中。

                                                      

a)EMI電路

 

 

b)晶閘管和二極管混合整流電路

 

                                                  

c)晶閘管驅動電路

 

                                          

d)輸入交流電壓瞬時值和過零檢測電路

                                          

e)VIPER26HD原邊調制的開關電源電路

 

                                            

f)功率開關IGBT驅動電路

 

                                               

g)直流負極分流電阻差放電路

 

h)Sallen-Key濾波電路

 

 

i)電流內環控制電路

 

 

j)三角載波發生電路

 

 

k)功率開關電流檢測電路

 

l)輸出電壓與輸出電流檢測電路

 

 

m)測溫電路

 

 

n)插座

19 STNRGPF12兩級數字交錯APFC功率電路

                                        

20 STNRGPF12兩級數字交錯APFC控制電路

                                    

21  STNRGPF12兩級數字交錯APFC實驗樣機

供電電壓115V和230V時,整機實測效率隨著輸出功率變化曲線如圖22所示,網側功率因數隨著輸出功率變化曲線如圖23所示,網流THDi隨著輸出功率變化曲線如圖24所示,可見峰值效率97.3%,峰值網側功率因數接近于1,輸出功率400W以上時網流THDi不大于5%。

 

22 STNRGPF12兩級數字交錯APFC實測效率

 
圖23 STNRGPF12兩級數字交錯APFC實測網側功率因數

 

 

24 STNRGPF12兩級數字交錯APFC實測網流THDi

4  結論

分析了意法半導體(ST)公司單相兩級交錯有源功率因數校正(APFC)STNRGPF12的工作原理以及采用eDesignSuite進行模擬和數字混合控制器的設計方法。采用Simulink對STNRGPF12支持的單向晶閘管數字軟上電原理進行了仿真分析驗證。根據參考文獻,對基于STNRGPF12兩級數字交錯APFC測試數據進行了簡單分析。結果表明,STNRGPF12以及eDesignSuite適合用于設計單相兩級交錯APFC,可以快速完成設計和實現,縮短產品上市時間。此外,eDesignSuite還適合三級交錯APFC混合控制器STNRGPF01和單級APFC模擬控制器L4984D[9,10,11]的設計。

 

 

 

  

 

 
 
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